Tout sur le filtre passe-bas d 3.4. Filtre d'entrée du récepteur

Le filtre d'entrée est l'un des composants les plus importants d'un récepteur radio. Comme cela a été montré dans les chapitres précédents, dans les systèmes de communication avec un rapport élevé entre la fréquence de fonctionnement supérieure et la fréquence de fonctionnement inférieure, ce filtre doit être réglé en fréquence. Le réglage de la fréquence peut être effectué en . Plus le filtre est utilisé comme filtre d'entrée, plus la qualité du dispositif de réception radio sera élevée. Cependant, des problèmes surviennent pour modifier simultanément la fréquence d'accord des circuits, modifier leur facteur de qualité et assurer la profondeur de communication requise. entre ces circuits.

Le plus souvent, un système de deux circuits connectés est utilisé comme filtre passe-bande accordable. Dans les circuits particulièrement critiques, un filtre à trois circuits est installé. Dans ce cas, il est possible d'obtenir une pente assez forte. Dans certains cas, une rampe de réponse en fréquence asymétrique () est utilisée.

L'utilisation de circuits oscillants simultanés en série et en parallèle vous permet de mettre en œuvre différentes valeurs de résistance d'entrée et de sortie. Un tel filtre permet, en plus d'atténuer les signaux parasites, de faire correspondre la résistance de la source du signal et de la charge. Ce type de filtre est appelé en forme de L. Le circuit classique d'un filtre passe-bande en forme de L est illustré à la figure 1.

Ce filtre utilise un circuit série L1C1 et un circuit parallèle L2C2. En général, l'impédance d'entrée et de sortie du filtre peut être différente. Cela peut être utile lors de la conception d'un duplexeur, mais le plus souvent l'impédance d'entrée et de sortie est réglée sur 50 ohms. Ce choix permet d'utiliser des instruments de mesure standards pour configurer le récepteur. Le calcul d’un filtre passe-bande en forme de L est assez simple. Tout d'abord, le facteur de qualité équivalent des circuits de filtrage est déterminé

Où f 0 - fréquence moyenne de la plage ;
— filtrer la bande passante.

Les valeurs des éléments réactifs du filtre passe-bande en forme de L représenté sur la figure 1 peuvent être déterminées à l'aide des formules suivantes :

La sélectivité d'un lien de filtre en forme de L peut ne pas suffire, alors deux liens peuvent être connectés en série. Ils peuvent être connectés soit par des branches parallèles entre elles (cela produit un filtre passe-bande en forme de T), soit en série (cela produit un filtre passe-bande en forme de U). Éléments L Et C les branches connectées sont fusionnées.

A titre d'exemple, la figure 2 montre un schéma d'un filtre passe-bande en forme de U. Les éléments de L2C2 sont restés les mêmes et les éléments des circuits série ont été combinés en inductance L= 2· L et capacité C= 0,5· C 1. De plus, puisque le produit L.C. est restée la même, alors la fréquence d'accord du circuit série est restée la même et égale à la fréquence moyenne du filtre.

Il convient de noter que ce qui précède option de calcul simplifiée filtre d'entrée. De bien meilleurs résultats sont obtenus par les méthodes standards de calcul de filtres avec approximation de la réponse amplitude-fréquence par ou . Avec le même nombre d'éléments réactifs, le filtre peut fournir une plus grande pente de la réponse amplitude-fréquence.

Dans les filtres radiofréquences, il est pratique d’utiliser uniquement des circuits oscillants parallèles. Un tel filtre nécessite un nombre d'éléments légèrement plus important pour mettre en œuvre la même réponse en fréquence. Le circuit d'un filtre passe-bande à deux circuits avec couplage capacitif externe est illustré à la figure 3. L'inductance et la capacité des circuits sont calculées à l'aide des formules (1) pour L 2 et C 2, et la capacité du condensateur de couplage peut être déterminée par la formule C 3 = C 2/Q.

A titre d'exemple d'un tel filtre, la figure 6 montre l'apparence du filtre de réception CMS SAFEA942MFL0F00 de Murata, réalisé sur des ondes acoustiques de surface.

La réponse amplitude-fréquence du filtre SAFEA942MFL0F00 de Murata, réalisée sur des ondes acoustiques de surface, est illustrée à la figure 3. Ce filtre est conçu pour fonctionner comme filtre d'entrée pour un récepteur d'appareil mobile dans le système de communication GSM900.

Littérature:

Avec l'article « Filtre d'entrée du récepteur », lisez :

Si le signal de sortie de l'émetteur parvient à l'entrée de son récepteur, cela peut non seulement rendre impossible la réception d'une station, mais également endommager les étages d'entrée du récepteur.
http://site/WLL/Duplexer.php

Lors de la conception de récepteurs radio de stations de base, il est nécessaire de distribuer l'énergie du signal de l'antenne aux entrées de plusieurs récepteurs radio.
http://site/WLL/divider.php

Étant donné que l'amplificateur radiofréquence est situé à l'entrée du récepteur radio, ses caractéristiques de bruit et sa plage dynamique déterminent principalement les caractéristiques de l'ensemble du récepteur radio dans son ensemble.
http://site/WLL/RF/

Un récepteur à ondes ultracourtes pour les communications radioamateurs ou la radiosurveillance doit être capable de recevoir des signaux de stations radio de faible puissance et situées à des distances considérables (plus de 1000 kilomètres). La réception de signaux faibles s'effectue souvent dans des conditions d'interférence provenant d'autres stations puissantes, parfois situées à courte distance. En ville, la réception s'accompagne d'interférences atmosphériques et industrielles. Les exigences en matière de sensibilité et de sélectivité doivent donc être extrêmement élevées. Un récepteur pour les communications radioamateurs ou la radiosurveillance doit avoir une stabilité de haute fréquence, une échelle précisément calibrée et pratique, un étirement de portée optimal, une bande passante réglable si possible et avoir de petits dimensions hors tout et la masse.

Un récepteur amateur HF/VHF moderne est généralement destiné à recevoir des signaux télégraphiques (TLG), des signaux téléphoniques modulés à bande latérale unique (OM), parfois à recevoir des signaux téléphoniques télétypes et modulés en fréquence.

Actuellement, le type de récepteur de communications amateur le plus courant est le superhétérodyne. Dans un récepteur superhétérodyne, l'amplification principale des signaux haute fréquence et leur sélection (fournissant la bande passante de réception nécessaire) sont assurées non pas à la fréquence reçue, mais à la fréquence intermédiaire, qui est choisie inchangée pour toutes les fréquences reçues. Pour passer à une fréquence intermédiaire, le signal reçu est mélangé aux oscillations d'un générateur haute fréquence, également appelé oscillateur local G, dont la fréquence diffère de celle reçue de la valeur de la fréquence intermédiaire.

Le schéma fonctionnel du récepteur est présenté sur la figure 1.

Dans un récepteur superhétérodyne, il est nécessaire d'assurer un tel couplage de la fréquence d'accord des circuits d'entrée et des circuits RF avec la fréquence de l'oscillateur local afin que la différence entre ces fréquences soit égale à la fréquence intermédiaire dans toute la plage reçue.

Compte tenu de ces exigences, nous avons développé un récepteur superhétérodyne à double conversion de fréquence. Pour obtenir la stabilité nécessaire de la fréquence de réception, un résonateur à quartz est utilisé dans le circuit du premier oscillateur local, qui a une fréquence d'oscillation suffisamment élevée.

Le signal reçu par l'antenne avec la fréquence f1 (dans la plage 144,0 - 144,5 MHz) est envoyé à l'entrée d'un amplificateur à faible bruit haute fréquence UHF (bloc 1). Le signal, amplifié au niveau requis, est fourni à l'une des entrées du premier convertisseur de fréquence (bloc 2). Les oscillations du premier oscillateur local G1 (bloc 10) de fréquence f2 égale à 138 MHz sont fournies à la deuxième entrée du convertisseur de fréquence. Suite au mélange d'oscillations de fréquences f1 et f2, des oscillations de fréquence f3 se forment à la sortie du convertisseur (2) dans la bande 6,0 - 6,5 MHz.

Afin d'éliminer ce que l'on appelle les interférences miroir, les oscillations de fréquence f3 à l'entrée du deuxième convertisseur de fréquence (bloc 4) traversent un filtre passe-bande PF accordable (bloc 3).

Le deuxième convertisseur de fréquence mélange les oscillations avec les fréquences f3 et f4. Le générateur de plage lisse du deuxième oscillateur local G2 (bloc 11) crée des oscillations dans la plage de fréquences de 5,5 à 6,0 MHz. Suite au mélange, des oscillations se forment à la sortie du deuxième convertisseur de fréquence 4 dont la fréquence f5 est égale à la fréquence intermédiaire de 500 kHz.

Les oscillations de fréquence intermédiaire traversent un système de filtres électromécaniques EMF (bloc 5), qui assurent la sélection principale des signaux, sont amplifiées dans l'amplificateur de fréquence intermédiaire de l'amplificateur (bloc 6) et sont introduites à l'entrée du détecteur de produit (bloc 7). Grâce à l'ajout d'oscillations de fréquence intermédiaire et d'oscillations de l'oscillateur à quartz G3 (bloc 12) avec une fréquence de 500 kHz, un signal basse fréquence est émis à la sortie (7).

Le signal basse fréquence sélectionné est amplifié par un amplificateur basse fréquence (bloc 8) puis envoyé vers un casque ou un haut-parleur (9).

Diagrammes de nœuds. Principes de fonctionnement.

Une partie du schéma du circuit du récepteur, comprenant les nœuds 1, 2, 12, est illustrée à la Fig. 2. L'amplificateur à faible bruit (1) est réalisé sur un transistor à effet de champ en arséniure de gallium VT1 de type KT602A. La tension nécessaire au fonctionnement du transistor est fournie par un stabilisateur de compensation à base de transistor VT2 de type KT3117A et de diode Zener VD3 KS156A.

Pour protéger le transistor VT1 des décharges statiques, des diodes silicium dos à dos VD1, VD2 KD503A sont connectées à l'entrée de l'antenne. Circuits L1,C2 ; L2, C5 ; L3, C7 sont fournis via le canal de réception principal du premier convertisseur de fréquence.

Le premier convertisseur de fréquence (2) est assemblé selon un circuit en anneau utilisant des diodes semi-conductrices VD4 - VD7 de type KD514A. Des transformateurs à large bande sur anneaux de ferrite T1, T2 assurent l'adaptation des circuits récepteurs. Les pertes mineures lors de la conversion sont compensées par un amplificateur basé sur un transistor VT6 KT368A. L'adaptation de cet amplificateur avec le filtre passe-bande (3) est réalisée à l'aide d'un transformateur large bande T3.

Le premier oscillateur local G1 (10) est assemblé à l'aide d'un circuit à trois étages avec multiplication de fréquence.

L'oscillateur maître 10.1 est monté sur un transistor VT3 de type KT316A. Les oscillations du générateur sont stabilisées par un résonateur à quartz d'une fréquence de 13,8 MHz. Le circuit L4, C14 dans le circuit collecteur du transistor est accordé sur la cinquième harmonique, c'est-à-dire à 69 MHz.

La cascade 10.2 sur le transistor VT4 KT316A est un doubleur de fréquence. Le circuit L5, C18 dans son circuit collecteur est accordé sur une fréquence de 130 MHz.

La cascade 10.3 sur le transistor VT5 KT325V amplifie les oscillations avec une fréquence de 130 MHz. A partir du circuit L6, C23, les oscillations du premier oscillateur local sont fournies au convertisseur de fréquence (2).

Fig.3. Unité haute fréquence (correspondant à la Fig.2)

Le circuit du deuxième convertisseur de fréquence (4) et le générateur de plage lisse G2 sont représentés sur la figure 4.

Le filtre passe-bande accordable (3) est réalisé sur les circuits L7, C30 ; L8, C33 ; L9, C36. Le réglage du filtre est effectué conjointement avec le réglage de la fréquence du circuit oscillant L12, C44 du générateur de plage lisse G2 à l'aide d'un condensateur variable à trois sections C33, C36, C44. Les circuits L7, C30 sont configurés séparément. Afin de mieux adapter le filtre, un condensateur variable C30 est installé sur le panneau avant du récepteur.

Le deuxième convertisseur de fréquence (4) est réalisé selon un circuit équilibré utilisant des transistors à effet de champ VT7, VT8 de type KP303G. La charge du convertisseur est l'entrée du filtre électromécanique Z1 EMF9D500-3V (5).

Le deuxième oscillateur local du récepteur G2 est réalisé sur un transistor à effet de champ VT9 KP303G. La fréquence d'oscillation de l'oscillateur local est modifiée en douceur à l'aide du condensateur C44. La charge du circuit de drain du transistor est l'inductance DR4. La tension haute fréquence provenant d'une partie des spires de l'inductance est fournie au transformateur à large bande T4, puis aux circuits source des transistors VT7, VT8.

Le schéma de circuit des étages de l'amplificateur de fréquence intermédiaire (6), du détecteur de produit (7) et de l'oscillateur local à quartz G3 (12) est illustré à la Fig. 5.

A partir de la sortie du filtre électromécanique Z1, des oscillations de fréquence intermédiaire sont fournies à l'entrée du premier étage de l'amplificateur de fréquence intermédiaire. Cette étape est réalisée sur un transistor à effet de champ à faible bruit KP303E. Une sélection supplémentaire (suppression des fréquences adjacentes) est effectuée à l'aide d'un filtre électromécanique Z2.

Les deuxième et troisième étages d'amplification FI sont réalisés selon le même type de circuits utilisant des transistors à effet de champ à double grille KP350A. Les charges de drain des cascades sont les circuits L10, C53 et L11, C59, accordés sur une fréquence intermédiaire de 500 kHz. A partir de la bobine L11, des oscillations sont fournies à l'entrée du détecteur de produit (7). Le gain du chemin IF peut être modifié en appliquant la tension appropriée à la deuxième grille du transistor VT11 via la résistance R25.

Le produit détecteur est réalisé selon un circuit en anneau utilisant des diodes semi-conductrices au silicium VD9 - VD12.
L'oscillateur à quartz G3 (12) est réalisé sur un transistor VT13 de type KT312V. Le circuit utilise un résonateur à quartz X2 avec une fréquence d'oscillation de 500 kHz. À partir de la résistance du circuit émetteur, les oscillations du générateur sont fournies à l'entrée correspondante du détecteur de produit.

À partir de la sortie du détecteur (7), le signal basse fréquence est envoyé à un amplificateur basse fréquence pour une amplification supplémentaire.
Dans cette conception, une carte d'amplificateur basse fréquence prête à l'emploi de l'unité de commande électronique Concertny a été utilisée, qui répondait aux exigences de cette conception. Le circuit de l'amplificateur basse fréquence (8) n'est pas représenté dans l'ouvrage.

Détails et conception du récepteur radio de l'observateur

Les composants radio suivants sont utilisés dans le circuit récepteur :

Résistances de type MLT-0.25 :

• 24 ohms - R2,27 ;
• 100 ohms-R9,12,17 ;
• 220 ohms-R1 ;
• 680 ohms-R6,11,14,17,18,20,21,22,24,27,31,35,36 ;
• 1 kOhm - R3,10,13,32,38 ;
• 5,1 kOhms - R15,37 ;
• 30 kOhms - R4,5,16,33,34 ;
• 100 kOhms - R19,23,25,26,29,30.

Condensateurs KTK-M, KTK, KM, KSO-G, KPK-M :

• 1 - 15 pF - C1,2,5,7,18,23,30 ;
• 3,6 pF-C6,15,29,32 ;
• 10pF - C14,28,31,34 ;
• 51pF - C11,42,43,46,49,50,63 ;
• 100 pF - C8,10,12,19,24,64,66,70 ;
• 330 pF - C69 ;
• 510pF - C9,19,24,27,53,59,68 ;
• 1 nF-C3,17,22,35,38,39,54 ;
• 3,3 nF-C13,16,21,25,26 ;
• 10 nF-C37,47,51,52,53,56,57,58,60,61,65,67 ;
• 2200 uF-C62,
• KPI 2x 12-495 pF + 2x 4-15 pF.

A Pershin, RX9JK (ex UA9CKV)
Conception radio 12

DANS dernièrement J'ai souvent dû travailler en équipe. À cet égard, il y avait un besoin pour un émetteur-récepteur compact - un monobloc. L'envie de travailler à l'antenne pendant le quart de travail m'a obligé à m'asseoir « avec un fer à souder et une lime ». L'émetteur-récepteur est apparu assez rapidement et je l'ai nommé « URAL D-04 ». Structurellement, il reprend ma conception précédente "URAL-84M", mais avec des changements importants dans le schéma de circuit. Certaines lacunes du modèle précédent, le RX9JK, sont également prises en compte.

Quelques différences par rapport à l'Ural-84M

• mise en œuvre plus simple du circuit des composants principaux, le réglage de l'émetteur-récepteur dans son ensemble est devenu moins complexe ;
• plus d'attention est accordée au présélecteur, ce qui entraîne une augmentation de la plage dynamique, une diminution du bruit et une augmentation de la sensibilité ;
• conception plus avancée (rappelant extérieurement l'émetteur-récepteur TS-140), un contrôle quasi-tactile est utilisé ;
• le bouton de réglage est situé sur le côté, ce qui rend le réglage plus pratique, en particulier dans des conditions de changement de vitesse ;
• la taille et, par conséquent, le poids ont diminué.

Basique spécifications techniques

Récepteur

Fréquences de fonctionnement - toutes les bandes amateurs de 1,8 à 29 MHz + WARC ;
Mode de fonctionnement : CW/SSB.
L'impédance d'entrée de l'antenne est de 50 Ohms ;
Plage dynamique (mesurée par une méthode à deux signaux sur une plage de 14 MHz, espacement des fréquences 15 kHz) - pas moins de 94 dB ;
La sélectivité dans le canal miroir n'est pas pire que 80 dB ;
Bande passante du chemin IF en mode SSB 2,4 kHz, en mode CW 0,8 kHz ;
Sensibilité (s/w+sh 10 B) - pas pire que 0,3 µV ;
Plage de contrôle AGC - 95 dB ;
La puissance de sortie ULF est de 2 W.

Émetteur

Puissance de sortie - réglable jusqu'à 60 W ;
Le niveau d'émissions hors bande n'est pas pire que 35 dB ;
Suppression de la porteuse et de la barre latérale inutilisée - pas moins de 60 dB ;
Dimensions-250x120x270mm. Poids - environ 6 kg.

Schéma fonctionnel L'émetteur-récepteur est représenté sur la Fig. 1 Le signal reçu de l'entrée de l'antenne via les contacts du relais (RPV-2/7) et un atténuateur pas moins 6,12,18 dB (assemblé selon un circuit en forme de T, allumant le relais RES-60) passe par filtres passe-bande (3 circuits sur les noyaux SB-12, SB-9 et relais RES-49) et arrive à la carte principale de l'émetteur-récepteur - bloc A2. Ce bloc est le « cœur » de l'émetteur-récepteur. Il contient des mélangeurs RX-TX, des filtres à cristal et un amplificateur de fréquence intermédiaire.

Le premier mélangeur est réversible, assemblé à l'aide de diodes Schottky KD922. Filtre à quartz - fait maison (échelle) avec une fréquence centrale de 9100 kHz, assemblé sur des résonateurs des stations de radio musée "Granit" (il est possible d'utiliser des filtres plus modernes à des fréquences de 8-9 MHz, avec une correspondance entrée-sortie appropriée). L'amplification principale à fréquence intermédiaire est assurée au troisième étage par le microcircuit K174XA2. Il abrite également un détecteur CW/SBB équilibré et fournit également un contrôle AGC de base. Devant le microcircuit se trouve une cascade à faible bruit avec une grille commune sur le transistor à effet de champ KP903, de sorte que le bruit intrinsèque de ce microcircuit est presque imperceptible. Pour réduire davantage le niveau de bruit à la sortie du signal basse fréquence, un filtre passe-bas prêt à l'emploi du Granit r/st - D3.4 est utilisé. Le principal gain basse fréquence est assuré par le microcircuit K174UN14. Il permet également de connecter un haut-parleur externe.

Nœud A2 contient également une partie du chemin de transmission de l'émetteur-récepteur. Le modulateur équilibré est assemblé à l'aide de varicaps. Le signal DSB passe à travers le filtre principal KF1, puis le signal SSB filtré à travers l'étage d'adaptation SK arrive au mélangeur réversible RX-TX. Après avoir traversé les filtres à bande et les contacts du relais « réception-émission », il se dirige vers l'amplificateur de puissance - bloc A4. Amplificateur de puissance à large bande assemblé à l'aide schéma classique sur les transistors KT610, KT921 et 2 transistors KT956A. La puissance maximale de cet amplificateur est d'environ 60 W.

En fait, l'ensemble de l'émetteur-récepteur se compose de 8 blocs (cartes) A1 ... A8, sur lesquels se trouvent les principaux composants - VFO, oscillateur de référence, amplificateur de microphone, filtre passe-bas, etc. Dans ce numéro de la collection, je parlerai plus en détail de la base de la carte émetteur-récepteur - le bloc A2.

Le signal reçu, après avoir traversé le DFT, entre dans le mélangeur récepteur, assemblé à l'aide des diodes VD1 ... VD8. Il s'agit d'un mélangeur haut débit utilisant des transformateurs adaptés Tl, T2 à spire volumétrique en court-circuit. Leur conception a été décrite à plusieurs reprises dans la littérature radioamateur. J'ai (par pauvreté) utilisé des coupelles métalliques d'anciens transistors P605 et des anneaux de ferrite 1000 ... 2000NN, d'un diamètre de 10 mm. Le bobinage de chaque bobine est ordinaire, strictement symétrique, réalisé avec un fil PUZH1Yu(PEV)-0,21. (et non deux comme d'habitude) uniformément sur les trois quarts de l'anneau.

Les pertes dans un tel mélangeur sont généralement de 4 à 6 dB. De meilleures performances en termes de « dynamique » sont obtenues si 2 diodes Schottky sont installées en série dans chaque bras du mélangeur. Naturellement, cela nécessitera deux cents amplitudes du signal de l'oscillateur local jusqu'à 3 V eff. Une attention particulière doit être portée à la forme d'onde de l'oscillateur local. Plus elle est proche d'une onde sinusoïdale pure, plus le bruit est faible et plus la sensibilité du récepteur est élevée. Des performances encore plus élevées sont obtenues en appliquant une tension d'oscillateur local forme rectangulaire(méandre) avec de bons fronts.

A la sortie du mélangeur (sa charge) un diplexeur R11, C5 L1 et C6, L2 est installé. Grâce au transformateur d'adaptation TZ, enroulé avec un fil double torsadé sur un anneau de ferrite de 600 ... 1000NN, le signal arrive à l'entrée de l'étage d'adaptation (SC), monté sur un transistor à effet de champ KP903A. Il est connecté selon un circuit de base commun et à un courant de 40 ... 50 mA, il présente des caractéristiques dynamiques élevées, un faible bruit et le gain nécessaire. Il n'est pas nécessaire de le couvrir avec un signal AGC. Le transformateur T4 offre une bonne adaptation avec un filtre à quartz ayant une impédance d'environ 300 Ohms. Avec un réglage minutieux des chaînes RC (R14, C9 et R15, C15), il est possible d'obtenir une inégalité dans la bande passante du filtre de 1 .. 2 dB. La sortie du filtre à quartz est chargée sur un transformateur large bande T5 avec un rapport de transformation. de 1:9. Il est enroulé en trois fils torsadés sur un anneau de ferrite de 600... 1000 NN et contient 9 tours. L'adaptation est assurée par la résistance R26 de 2,7 kOhm et, grâce à un rapport de transformation de 1:9, elle est réduite à une impédance de filtre de 300 Ohms. L'utilisation d'une telle connexion permet d'obtenir une bonne adaptation lors d'une transmission inverse le long du trajet de transmission. L'étage suivant, également assemblé sur le transistor à effet de champ KP903A, poursuit le même objectif : faible bruit, dynamique élevée et possibilité de se passer de l'AGC. Et cela, à son tour, n'entraîne pas de modification des caractéristiques du prochain filtre KF2 avec une bande passante commutable. L'amplification principale à fréquence intermédiaire, comme indiqué ci-dessus, est assurée par le microcircuit DA1 K174XA2. Vous pouvez noter certaines caractéristiques de son fonctionnement. La tension de commande AGC lui est fournie via les diodes VD15 et VD16. La diode VD15 est en germanium, contrairement au silicium VD16, donc la tension AGC est fournie à l'étage de sortie du microcircuit plus tôt que les précédentes, car elle est soumise à de fortes surcharges.

Le microcircuit contient un détecteur utilisé comme détecteur équilibré pour recevoir des signaux CW et SSB. Le signal basse fréquence est envoyé à deux amplificateurs basse fréquence. Via le contrôle du volume vers l'amplificateur de puissance et vers un amplificateur AGC séparé. En sélectionnant la résistance R49, vous pouvez régler le seuil de réponse AGC, par exemple de 4 à 5 points. En sélectionnant et en commutant les condensateurs, vous pouvez modifier la constante de temps. C49 – lent et C50 – AGC rapide. La commutation est assurée par les contacts de relais K4 séparément lors du fonctionnement en recherche, CW ou SSB.

Les nuances restantes du circuit sont insignifiantes, et afin d'en finir avec le chemin de réception FI, je peux conseiller de remplacer, si vous le souhaitez, le condensateur C37 par un simple filtre à quartz à au moins deux cristaux. Le résultat est un filtre de « nettoyage » bien connu qui réduit le bruit de l’ensemble de l’amplificateur FI.

L'amplificateur IF a été répété plusieurs fois et a montré des paramètres constants et une stabilité suffisante. Une légère tendance à l'auto-excitation peut être éliminée en shuntant le circuit L9, C36 avec une résistance de 5 ... 20 kOhm.

En mode transmission, le chemin IF du récepteur à partir du transistor VT5 est fermé. Pour garantir l'auto-écoute pendant le fonctionnement CW, la puce DA1 est légèrement ouverte en sélectionnant la résistance R38.

Le modulateur équilibré est assemblé selon un schéma bien connu utilisant les varicaps VD12, VD13. Les bobines L5, L6 sont enroulées dans des noyaux en forme de pot SB-12(9). Une tension de commande de 0 à +6 V est fournie à la grille du transistor VT4, avec laquelle la puissance de sortie de l'émetteur ou de l'ALC est régulée.

Le transformateur T5 avec un rapport de 1:9 est à nouveau utilisé comme charge, suivi d'un filtre à quartz, etc. Le transistor VT2 devient désormais un suiveur de source dont la sortie est connectée au mélangeur RX-TX. Ici, vous devez prendre en compte le rapport entre les amplitudes du signal et le signal de l'oscillateur local, environ 1:10. Ensuite, à la sortie du mélangeur, le signal transmis, après avoir traversé des filtres à bande et un étage tampon, entre dans l'amplificateur de puissance.

Note

Anatoly, RX9JK rapporte que cet émetteur-récepteur existe et est utilisé depuis environ 2 ans. En plus du travail normal, il a été testé lors de compétitions en face-à-face dans la ville de Zarechny, près d'Ekaterinbourg, à la même table que le FT-990 et s'est montré supérieur en dynamique à son voisin. Selon ses caractéristiques, mesurées cependant dans des conditions amateurs, il n'est pas inférieur à son prototype "URAL-84m". Les circuits imprimés existent en un seul brouillon dans l'émetteur-récepteur lui-même. Ils ne sont pas dans les dessins. Il peut être conseillé à ceux qui souhaitent répéter le bloc A2 de se tourner vers la carte principale de l'émetteur-récepteur URAL-84m. La conception de la planche elle-même et la disposition des éléments sont à peu près les mêmes, mais les dimensions linéaires sont légèrement plus petites. Pour simplifier "l'impression" du bus d'alimentation, vous n'êtes pas obligé de le faire, connectez le fil MGTF aux endroits où cela est nécessaire. Afin de réduire les dimensions, le filtre D3,4 a été ouvert, démonté et remonté sur le circuit imprimé du bloc A2. Je tiens à remercier Alexander, RN3DK de Mytishchi pour son aide dans la préparation de cet article, RW3AY.

Le circuit convertisseur est représenté sur la figure. Si vous êtes un radioamateur débutant, n'ayez pas peur, en effet le circuit est très simple et se compose de seulement 4 composants principaux.

Nœud 1.
Il s'agit d'un filtre d'entrée, le filtre passe-bas est constitué de bobines L1-L4 et de condensateurs C1-C5. Ce filtre est nécessaire pour ne pas surcharger votre récepteur avec les signaux puissants des stations FM, téléphones portables, routeurs Wi-Fi, etc.

Nœud 2.
Il s'agit d'un oscillateur de référence de 50 MHz. Il peut être alimenté à partir d'un port USB séparé d'un ordinateur ou d'une autre source 5V.

Nœud 3.
ADE est un mélangeur réalisé sur une puce ADE de haute qualité. Le microcircuit est constitué de deux transformateurs et d'un pont de diodes utilisant des diodes Schottky. Ses paramètres sont très élevés et il offre une sensibilité et une plage dynamique maximales.

Nœud4.
L7-L10 est un filtre de sortie, VPF, il filtre tout en dessous de 50 MHz, c'est-à-dire afin que les produits de mixage inutiles n'entrent pas dans l'entrée du récepteur SDR.

Toutes les données d'enroulement de bobine et autres données sont indiquées dans le diagramme. PCB Le convertisseur n'a pas été développé, car tout dépend de vos détails, de ce que vous pouvez obtenir et de votre imagination personnelle en matière de fabrication. Le convertisseur peut être réalisé sur une feuille de fibre de verre ou même sur un circuit imprimé. Voici quelques photos :

Paramètres Le convertisseur est très simple : réglez le curseur de la résistance sur la position la plus basse selon le schéma. Mettez ensuite sous tension et, en faisant tourner la résistance, réglez le niveau maximum des signaux radio reçus. Lorsque vous faites tourner la résistance, vous remarquerez qu'à un moment donné, le niveau des signaux de la station a cessé d'augmenter, mais le niveau de bruit de l'oscillateur à quartz a commencé à augmenter. Ajustez maintenant la résistance pour que la sensibilité du récepteur soit maximale et que le bruit du générateur soit minimal.

Pièces et composants radio.
1. Récepteur SDR : http://ali.pub/1p0ml2
2. Oscillateur à cristal de 50 MHz http://ali.pub/1spax9 ou http://ali.pub/1t0dtk ou https://www.chipdip.ru/product/50mhz-hcmos-ttl

brochage des pattes :

3. Mélangeur ADE 1 pc http://ali.pub/1s5d37 ou 5 pcs (avec une réserve si vous brûlez ou cassez) http://ali.pub/1s5d4d
brochage des pieds, vu de dessus :

Vous pouvez prendre n'importe quel condensateur de petite taille. L'ensemble de diodes après le filtre passe-bas, avant le mélangeur, peut être remplacé par deux diodes RF au silicium dos à dos, par exemple 1N4148 http://ali.pub/1pgho9. Ils protègent le mixeur des dommages causés par des signaux radio puissants.

Si vous souhaitez souder, vous n'êtes pas obligé d'acheter de l'ADE, mais de fabriquer vous-même le mélangeur en utilisant des anneaux de ferrite et des diodes. De plus, vous n’êtes pas obligé d’acheter un oscillateur à cristal, mais d’en fabriquer un à l’aide de transistors. Voici le schéma et la description.

En même temps, ils sont bien protégés contre les pannes dues à l’électricité statique. En utilisant de tels transistors, des mélangeurs simples et efficaces pour récepteurs radio peuvent être construits. Sur la fig. 1 affiché diagramme typique un tel mixeur.

La tension du signal est appliquée à la première grille du transistor et la tension de l'oscillateur local (générateur de plage lisse, VFO) est appliquée à la seconde. La plage dynamique du mélangeur (pour l'intermodulation - environ 70 dB, pour le blocage -. plus de 90 dB) atteint sa valeur maximale à une tension de polarisation aux grilles du transistor proche de zéro. La résistance de sortie élevée du transistor (10...20k0m) est en bon accord avec les filtres électromécaniques magnétostrictifs largement utilisés à une fréquence de 500 kHz, et le faible courant de drain (environ 1...1,5 mA) permet l'utilisation de signaux directs. connexion de l'enroulement d'excitation EMF. Dans le même temps, une pente de conversion importante (environ 1,5...2 mA/V) garantit une sensibilité du récepteur acceptable même sans amplificateur. L'impédance d'entrée élevée pour les deux entrées simplifie grandement l'adaptation du mélangeur avec le présélecteur et le GPA.

Sur la base de ces mélangeurs, utilisant une EMF de disque à une fréquence de 500 kHz avec voie du milieu transmission, en quelques heures de travail tranquille et agréable, un récepteur d'observateur assez sensible et résistant au bruit pour la portée de 80 mètres a été réalisé, tant dans sa conception que dans sa configuration. Son schéma est présenté sur la Fig. 2. Un signal d'entrée d'un niveau de 1 μV est fourni à un atténuateur réglable réalisé sur une double résistance variable R27. Par rapport à une seule résistance, cette solution offre une profondeur de contrôle d'atténuation de plus de 60 dB sur toute la gamme HF, ce qui permet un fonctionnement optimal du récepteur avec presque toutes les antennes.

Ensuite, le signal est envoyé au filtre passe-bande d'entrée formé par les éléments L1, L2, C2, SZ, C5 et C6 avec couplage capacitif externe via le condensateur C4. Le raccordement de l'atténuateur au circuit primaire à travers le diviseur capacitif S2SZ représenté sur le schéma est recommandé pour les antennes à faible impédance ("faisceau" quart d'onde d'environ 20 m de long, dipôle ou "delta" avec alimentation par câble coaxial). Pour une antenne à haute résistance sous la forme d'un morceau de fil d'une longueur nettement inférieure au quart de la longueur d'onde, la sortie de l'atténuateur (la borne supérieure de la résistance R27.2 sur le schéma) doit être connectée à la borne X1. de la carte, connecté au premier circuit du filtre d'entrée à travers le condensateur C1. La méthode de connexion pour une antenne spécifique est sélectionnée expérimentalement en fonction du volume maximal et de la qualité de réception.

Le DFT à deux circuits est optimisé pour une impédance d'antenne de 50 Ohms et une résistance de charge de 200 Ohms (R4). Le coefficient de transfert DFT dû à la transformation des résistances est d'environ +3 dB. Étant donné qu'une antenne de n'importe quelle longueur aléatoire peut être utilisée avec le récepteur et qu'une fois ajustée par un atténuateur, la résistance de la source de signal à l'entrée DFT peut varier sur une large plage, une résistance d'adaptation R1 est installée à l'entrée du filtre, qui fournit une réponse en fréquence assez stable dans de telles conditions. Le signal DFT sélectionné avec un niveau d'au moins 1,4 µV est fourni à l'entrée du mélangeur - la première grille du transistor VT1. Sa deuxième porte reçoit une tension de signal d'oscillateur local d'un niveau de 1...3 Veff via le condensateur C7.

Un signal de fréquence intermédiaire (500 kHz), qui est la différence entre les fréquences de l'oscillateur local et le signal d'entrée, avec un niveau d'environ 25...35 μV, est alloué dans le circuit de drain du transistor VT1 par un circuit formé par l'inductance de l'enroulement du filtre Z1 et des condensateurs C12 et C15. Les circuits R11C11 et R21C21 protègent le circuit d'alimentation général des mélangeurs des signaux d'oscillateur local, de fréquence intermédiaire et audio qui y pénètrent.

Le premier oscillateur local du récepteur est réalisé selon un circuit capacitif trois points sur le transistor VT2. Le circuit oscillateur local est formé des éléments L3C8-C10. La fréquence de l'oscillateur local peut être réglée à l'aide d'un condensateur variable C38 dans la plage de 4 000 à 4 300 kHz (avec une certaine marge sur les bords). Sur la bande de 80 mètres, les stations de radio amateur utilisent la bande latérale inférieure et le chemin FI du récepteur (voir ci-dessous) se concentre sur la mise en évidence de la bande latérale supérieure. Pour assurer l'inversion de bande latérale du signal reçu, la fréquence VFO doit se situer au-dessus de la bande amateur de 80 mètres. Les résistances R2, R5 et R7 déterminent et règlent de manière rigide (en raison d'un OOS profond) le mode de fonctionnement du transistor en fonction CC. La résistance R6 améliore la pureté spectrale (forme) du signal. L'alimentation des deux oscillateurs locaux (+6 V) est stabilisée par le stabilisateur intégré DA1. Les circuits R10C14C16 et R12C17 protègent le circuit d'alimentation commun des deux oscillateurs locaux et les découplent l'un de l'autre.

La sélection principale des signaux dans le récepteur est effectuée par l'EMF Z1 avec une largeur de bande passante moyenne de 2,75 kHz. Selon le type d'EMF utilisé, la sélectivité dans le canal adjacent (avec un désaccord de 3 kHz au-dessus ou en dessous de la bande passante) atteint 60...70 dB. A partir de son enroulement de sortie, accordé en résonance par les condensateurs C19, C22, le signal est fourni à un détecteur mélangeur réalisé sur le transistor VT4, selon un circuit similaire au premier mélangeur. Sa résistance d'entrée élevée a permis d'obtenir l'atténuation minimale possible du signal dans la FEM (environ 10... 12 dB), et donc sur la première grille du transistor VT4, le niveau du signal est d'au moins 8...10 µV.

Le deuxième oscillateur local du récepteur est réalisé sur le transistor VT3 dans presque le même circuit que le premier, sauf qu'à la place d'une inductance, un résonateur céramique ZQ1 est utilisé. Dans ce circuit, la génération d'oscillations n'est possible qu'avec la réactance inductive du circuit résonateur (lorsque la fréquence d'oscillation est comprise entre les fréquences des résonances série et parallèle). Souvent, dans de tels récepteurs, un ensemble assez rare est utilisé dans le deuxième oscillateur local - un résonateur à quartz à 500 kHz et une EMF avec une bande passante supérieure. C'est pratique, mais cela augmente considérablement le coût du récepteur. Dans notre récepteur, un résonateur céramique largement utilisé à 500 kHz des télécommandes, qui présente un large intervalle de résonance (au moins 12... 15 kHz), est utilisé comme élément de réglage de la fréquence. Avec les condensateurs C23 et C24, le deuxième oscillateur local est facilement réglable en fréquence dans la plage d'au moins 493...503 kHz et, comme l'expérience l'a montré, à l'exception des effets directs de la température, il présente une stabilité de fréquence suffisante pour la pratique.

Grâce à cette propriété, presque toutes les CEM avec une fréquence moyenne d'environ 500 kHz et une bande passante de 2,1...3,1 kHz conviennent au récepteur. Il pourrait s'agir de EMF-11D-500-3.0V ou EMFDP-500N-3.1 ou FEM-036-500-2.75S, utilisés par l'auteur. L'index des lettres indique quelle bande latérale par rapport à la porteuse est allouée ce filtre- supérieure (B) ou inférieure (H), ou la fréquence de 500 kHz tombe au milieu (C) de la bande passante du filtre. Dans notre récepteur, cela n'a pas d'importance, puisque lors de la configuration, la fréquence du deuxième oscillateur local est réglée à 300 Hz en dessous de la bande passante du filtre, et dans tous les cas, la bande latérale supérieure sera mise en évidence.

Le deuxième signal d'oscillateur local avec une fréquence d'environ 500 kHz (498,33 kHz dans la copie de l'auteur) et une tension d'environ 1,5...3 Veff est fourni à la deuxième grille du transistor VT4. À la suite de la conversion, le spectre du signal est transféré vers la région des fréquences audio. Le facteur de conversion (gain) du détecteur est d'environ 4.

Le signal de la sortie sonore ultrasonique est détecté par les diodes VD1. VD2, et la tension de commande AGC est fournie au circuit de grille du transistor de commande VT5. Dès que le niveau de tension dépasse le seuil (environ 1 V), le transistor s'ouvre et le diviseur de tension formé par celui-ci et la résistance R20 stabilise le signal de sortie audiofréquence à un niveau d'environ 0,65 ... 0,7 VEff, ce qui correspond à un puissance de sortie maximale d’environ 60 mW. Avec une telle puissance, les haut-parleurs importés modernes à haut rendement sont capables de sonner appartement de trois pièces, mais pour certains types d'enceintes domestiques, cela peut ne pas suffire. Dans cette situation, vous pouvez doubler la tension de seuil AGC. installer des LED rouges comme VD1, VD2 et augmenter la tension d'alimentation de l'unité à ultrasons à 12 V.

En mode repos ou lorsque vous travaillez avec des écouteurs à haute impédance, le récepteur est assez économique - la consommation de courant ne dépasse pas 12 mA. Avec une tête dynamique avec une résistance de 8 Ohms au volume sonore maximum, la consommation de courant peut atteindre 45 mA. Tout industriel ou bloc fait maison alimentation, fournissant une tension stabilisée de +9 V à un courant d'au moins 50 mA. Pour une alimentation électrique autonome, il est pratique d'utiliser des cellules galvaniques placées dans un conteneur spécial ou des batteries.

Par exemple, batterie HR22 (taille Krona) avec une tension de 8,4 V et une capacité de 200 mAh offre plus de trois heures d'écoute de l'air sur une tête dynamique à volume moyen et plus de dix heures sur des téléphones à haute impédance. , à l'exception des connecteurs, des résistances variables et des KPI, sont montés sur une carte mesurant 45x160 mm en feuille de fibre de verre unilatérale. Les dessins de la carte du côté des conducteurs imprimés et l'emplacement des pièces sont illustrés à la Fig.

Les transistors VT1, VT4 peuvent appartenir à l'une des séries BF961, BF964, BF980, BF981 ou à la série nationale KP327. Pour certains de ces types, il peut être nécessaire de sélectionner une valeur de résistance dans le circuit source pour obtenir un courant de drain de 1 à 2 mA. Les transistors importés conviennent aux oscillateurs locaux structures p-p-p- 2SC1815, 2N2222 ou domestique KT312, KT3102, KT306, KT316 avec n'importe quelle lettre index. Le transistor à effet de champ 2N7000 peut être remplacé par ses analogues BS170, BSN254, ZVN2120A, KP501A. Diodes 1N4148 - n'importe quel silicium, par exemple KD503, KD509, KD521, KD522 avec n'importe quelle lettre d'index.

Résistances fixes - tout type avec une puissance de dissipation de 0,125 ou 0,25 W. Les pièces montées sur le châssis peuvent également être de tout type. Double résistance variable R27 peut avoir une résistance de 1...3,3k0m et R26 - 47...500 Ohms. Le condensateur d'accord C38 est de petite taille avec un diélectrique à air et une capacité maximale d'au moins 240 pF, par exemple un KPI de petite taille provenant d'un récepteur de diffusion à transistor. Le condensateur doit être équipé d'un simple vernier avec un retard de 1:3...1:10.

Condensateurs de boucle - céramiques de petite taille KD, KT, KM, KLG, KLS, K10-7 avec petits TKE (groupes PZZ, M47 ou M75) ou similaires importés (disque orange avec un point noir ou multicouche avec zéro TKE - MP0) . Condensateurs ajustables - CVN6 de BARONS ou similaires de petite taille. Il est conseillé d'utiliser des condensateurs à film thermostable ou à film métallique C26 et C29, par exemple les séries MKT, MKR et similaires. Le reste des céramiques bloquantes et des oxydes sont de tout type, importés, de petite taille. Des selfs EC24 standard de petite taille avec une inductance de 22 μH sont utilisées comme bobines DFT L1 et L2. Cette option vous permet d'abandonner les bobines faites maison, si mal aimées par de nombreux radioamateurs débutants.

La bobine d'oscillateur local L3 est faite maison Pour son enroulement, un cadre prêt à l'emploi avec un trimmer d'un diamètre de 2,8 mm en ferrite 600NN et un écran à partir de circuits FI standard de 465 kHz des radios à transistors domestiques est utilisé. Pour obtenir une inductance de 8,2 μH, 31 tours de fil d'un diamètre de 0,17...0,27 mm sont nécessaires. Après avoir enroulé la bobine uniformément en trois sections, un trimmer est vissé dans le cadre, puis cette structure est enfermée dans un écran en aluminium. Le noyau magnétique cylindrique standard n’est pas utilisé. En général, comme cadre pour les bobines faites maison, vous pouvez utiliser n'importe quel radioamateur disponible, bien sûr, avec les ajustements appropriés des conducteurs imprimés. Les circuits IF 455 kHz importés sont très pratiques et thermiquement stables, dont le trimmer est un pot en ferrite avec un filetage dessus. surface extérieure et une fente pour un tournevis. Fil dans toutes les variantes d'un diamètre de 0,17...0,27 mm.

Comme indiqué ci-dessus, dans le DFT, des selfs de type EC24 de petite taille importées standard et similaires sont utilisées comme inductances. Bien sûr, s'il est problématique d'acheter des selfs prêtes à l'emploi de l'inductance requise, vous pouvez également utiliser des bobines faites maison dans le DFT, en calculant le nombre de tours à l'aide des formules ci-dessus. À l'inverse, si des difficultés surviennent lors du bobinage de bobines faites maison, vous pouvez également utiliser un inducteur importé de 8,2 µH prêt à l'emploi comme L3. Choke L4 - n'importe quel modèle prêt à l'emploi avec une inductance comprise entre 70 et 200 µH. Vous pouvez le réaliser vous-même en enroulant 20-30 tours avec du fil PEV-2 0,15 sur un noyau magnétique de taille standard K7x4x2 (K10x6x3) en ferrite avec une perméabilité de 600...2000 (un plus grand nombre de tours correspond à des valeurs plus petites ​​de diamètre et/ou de perméabilité).

En règle générale, un récepteur correctement monté et doté de pièces réparables commence à fonctionner dès la première mise sous tension. Il est néanmoins utile d'effectuer toutes les opérations de configuration dans l'ordre indiqué ci-dessous. Le contrôle du volume est réglé sur la position de signal maximum. A l'aide d'un multimètre connecté au circuit d'alimentation, vérifier que la consommation de courant ne dépasse pas 12...15 mA et qu'elle est audible dans le haut-parleur. propre bruit récepteur Ensuite, passez le multimètre en mode de mesure de tension continue. mesurer la tension aux bornes du microcircuit DA2 et des transistors. Ils doivent correspondre aux données indiquées dans le tableau. 1 et 2.

Ensuite, une simple vérification des performances générales des principaux composants est effectuée. Si le système de son à ultrasons fonctionne correctement, toucher la broche 3 du DA2 avec votre main devrait provoquer l'apparition d'un son fort et grondant dans le haut-parleur. Toucher le point de connexion commun des éléments C27, R19, R20 devrait conduire à l'apparition d'un son du même timbre, mais d'un volume sensiblement plus faible - c'est là que l'AGC est activé. Vérification des courants de drain transistors à effet de champ par la chute de tension aux bornes des résistances sources R9 et R16. S'il dépasse 0,44 V (c'est-à-dire que le courant de drain du transistor dépasse 2 mA), la résistance des résistances de source doit être augmentée et le courant de drain réduit à 1 ... 1,5 mA.

Pour régler la fréquence calculée du deuxième oscillateur local, retirez le cavalier technologique J2 et connectez à la place un fréquencemètre. Dans ce cas, le transistor VT4 remplit la fonction d'amplificateur de découplage (tampon) du signal du deuxième oscillateur local, ce qui élimine presque complètement l'influence du fréquencemètre sur la précision du réglage de la fréquence. Ceci est pratique non seulement au stade de la configuration, mais plus tard, pendant le fonctionnement, permettant une surveillance opérationnelle et, si nécessaire, un ajustement des fréquences de l'oscillateur local sans démonter complètement le récepteur. La fréquence requise est réglée en sélectionnant le condensateur C24 (environ) et en ajustant le condensateur C23 (exactement). Remettez le cavalier J2 à sa place et de même, en connectant le fréquencemètre à la place du cavalier de procédé J1, vérifiez et, si nécessaire, ajustez (en ajustant l'inductance L3) et la plage d'accord GPA sera trop large, ce qui est fort probable lorsque en utilisant un KPI avec une capacité maximale plus grande en série avec lui, vous pouvez inclure un condensateur d'étirement supplémentaire, dont la capacité requise devra être sélectionnée indépendamment.

Pour configurer

en résonance des enroulements d'entrée et de sortie de l'EMF avec le GSS, un signal non modulé avec une fréquence correspondant au milieu de la bande passante du filtre est fourni à la première grille du transistor VT1 via un condensateur d'une capacité de 20 ... 100 pF. En sélectionnant les condensateurs C12, C22 (environ) et en ajustant les condensateurs C15, C19, le filtre est ajusté au signal de sortie maximum. Pour éviter le fonctionnement de l'AGC, le niveau du signal GSS est maintenu de telle sorte que le signal à la sortie ULF ne dépasse pas 0,4 Veff. En règle générale, pour une CEM d'origine inconnue, même la valeur approximative de la capacité de résonance est inconnue et, selon le type de CEM, elle peut aller de 62 à 150 pF. Pour un fonctionnement normal du récepteur sur une portée de 80 mètres, il est conseillé de connecter une antenne externe d'une longueur d'au moins 10...15 m. Lors de l'alimentation du récepteur à partir de piles, il est utile de connecter un fil de terre ou. un fil de contrepoids de même longueur. Utiliser comme mise à la terre peut donner de bons résultats. tuyaux métalliques installations d'approvisionnement en eau, de chauffage ou de garde-corps de balcon dans des bâtiments préfabriqués en béton armé.